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24Ghz车载雷达原理与设计大报告.doc

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超高速通信电路与系统技术概论课程报告小组成员:学院:信息科学与工程学院指导老师: 二零一七年六月24GHz车载雷达原理与设计1.研究背景与车载雷达的发展与应用1.1研究背景自从1904年德国工程师里斯蒂安在柏林皇家专利会上取得了雷达设计的发明专利以后,雷达的发展可谓是日新月异。雷达最初的目的在于无线电检测和测距,辐射出能量并检测反射回来的波,根据时间差可计算出与目标物体之间的距离。现在技术较为成熟的是调频连续波雷达,一个频率连续变化的波,其中一部分波束信号作为参考物,另一部分波束信号辐射出去,经过目标物体局部反射后的信号与参考信号进行混频从而产生一个差频信号,通过信号处理则可以得到距离。这种技术不仅精度极高,同时成本较低,因此广为流行。据调查统计,追尾是交通事故最主要的发生形式,尤其是高速公路上的超速现象和雨雪雾霾天气更是事故的导火索。交通事故大多数是驾驶员没有意识到前方车辆距离自身车辆太近或者完全来不及反应所造成的,如果驾驶员能提前0.5秒意识到危险的靠近,那么交通事故将减少至少一半。对此,目前已采取了许多措施,其中主要有安全带、安全气囊和保险杠等,但这都只是“治标不治本”。要想从根本上解决问题,汽车安全间距检测系统的存在必不可少。汽车安全间距检测系统主要的作用为停车辅助和防止碰撞。停车辅助是指驾驶员在倒车时倒车雷达会帮助他们探测后视镜看不见的物体,通常是用来探测后方物体的距离,当距离过小存在危险时,警报会发出声响提醒驾驶员注意,通常距离越小警报声显得越危急。除此之外,碰撞避免是指在碰撞快要发生时发出警报提醒驾驶员及时作出应对,减少驾驶员的反应时间,极大程度地避免了碰撞的发生。该系统同样也是以雷达为基础,雷达如图1.1所示,它不断探测周围车辆的距离和速度,不仅会发出警报,必要时也会自动拐弯或是减速。由此可见,汽车安全间距检测系统对于减少交通事故的发生起着不可替代的关键作用。图1-1防撞雷达示意图由于交通事故率每一年都在上涨,汽车雷达得到了业内人士越来越多的关注,从上个世纪70年代至今,渐渐出现了超声波、 激光、红外、微波等多种方式的汽车雷达系统。表1-1各种雷达技术方案比较超声波被动红外主动红外可见光毫米波价格低高高高高波束难以形成覆盖面窄抗干扰能力差差强强强气候影响小大小大小技术特点存在盲视功耗大穿透力强技术要求低中中高高毫米波是指波长为1-10毫米、频率为30GHz-300GHz的电磁波。根据表1-1所示,毫米波具有抗干扰能力强、穿透力强、气候影响小以及体积小重量轻的优点。除此之外,毫米波有较大的多普勒带宽,多普勒效应明显,测量精度高,因此汽车毫米波雷达显然是研究人员设计与研究的重中之重,具有良好的商业价值和广阔的发展前景。虽然各类雷达的结构不同,但是所有的雷达都至少包括五个基本的部分:发射机、发射天线、接收机、接收天线和显示设备。而研究的重点则是汽车雷达的主要核心部件——雷达接收机。目前市面上普遍存在的车载雷达使用频率主要集中在 24GHz,60GHz 与 77GHz这三个频率。由于这三个频率附近的波在空气中衰减较大,因此不会对人体和其他电子设备造成太大的影响。FCC(Federal Communication Commission)规定24GHz作为短距离车载雷达的标准频率,而另外两种则是长距离车载雷达的标准频率。长距离车载雷达技术要求极高,且价格昂贵,因此一般用于高级轿车。而短距离车载雷达性价比极高,精度高、体积合适,是未来雷达发展的重点。1.2车载雷达的发展与应用从上世纪六十年代至七十年代末,由于微波理论水平较低、器件集成度较低、硬件成本高等不利因素,各国所研制的车载雷达存在着很大的差异。从七十年代以后,车载雷达的体积因为频率的增加而逐渐减小,但由于技术达不到要求,发展速度缓慢。但在八十年代以后,随着微波理论的日趋成熟以及技术水平的大大提升,欧洲、美国和日本等都研究出了性能极强、体积合适的车载雷达,并开始投入使用。目前,汽车毫米波雷达系统的研究主要集中在国外,工作频率为77GHz的车载雷达研究及发展最为良好,具体情况如表1-2所示。相比之下,国内对汽车雷达研究显得太过年轻,尚在起步阶段,研究的热点和难点在于贴片天线和集成化前端雷达系统等。表1-2国外汽车毫米波雷达的发展状况发表时间公司工作频率(GHz)发射功率(mW)主要技术成本1991Plessey7820光学天线50-1001993Eaton24.7253<$25001996Delco77<10$18951997Benz763喇叭天线2000TRW77MMIC前端$2002000Sense10.5255波导前端早期德国ADC公司曾利用了脉冲测距,出产了ASR100毫米波雷达,之后Denso公司、日本丰田公司与三菱公司开始合作,运用先进的相控阵技术,生产了汽车毫米波雷达,该雷达采用了调频连续波测距方式,具有良好的抗干扰能力。从上个世纪70年代开始,车载雷达发展开始集中在了微波频率段。在欧洲, 欧洲电信标准协会(ETSI)管理频率分配,拨出24.05到24.25 GHz这个频段用于车载雷达。在美国,联邦通信委员会(FCC)要求超宽带车载雷达系统操作频率为22 到29 GHz。除此之外,在欧洲还成立了短程汽车雷达频率分配联盟 (SARA),这使得车载雷达在24 GHz、 77 GHz等频段得以顺利发展。相比于欧美各国,我国对车载雷达的研究起步相对较晚,但是国内源源不断的人才涌出开始了进行汽车防撞雷达系统的研究。2001年,中国科学院上海微系统所研究出了工作频率在35GHz, LFMCW体制的毫米波雷达系统,取得了不俗的成绩。该雷达利用周期性三角波作为调制信号,射频前端采用波导结构,采用喇叭天线并利用DSP芯片完成信号处理,其测距范围大于100m,测速范围大于lOOkm/h。四年以后,该所又研制出我国首个24GHz全芯片集成小型防撞雷达。 除此之外,国内各高校也纷纷开展了对车载雷达的研究, 但大多处于实验阶段,并未形成产业化,各方面来说都与国际先进水平有所差距,但这极大地推动了我国车载雷达的发展。随着半导体微波源的进步,以及计算微控制器和数字信号处理芯片的发展, 车载雷达实现了商业化。虽然存在很多竞争对手如红外波和超声波,但毫米波凭借其不易受影响的特点,依然在车载雷达发展中占重要地位。对于车载雷达,系统功能和总成本也是应该考虑的,并且还需要考虑如何实现良好的营销来吸引客户,才能投入大量的使用,继而促使现代车载雷达在碰撞报警系统(FCWS),向前主动避撞系统(FCAS)以及自适应巡航控制系统(ASS)的发展,实现良性循环。 伴随着毫米波技术的日益成熟,车载雷达的功能也日趋复杂。最开始的低级碰撞报警系统发展成为了高级自动巡航系统,实现了监控车距和车速、自动控制车速、可导航定位等功能的突破。不久的未来,车载雷达系统将不断进步,继而识别与分类不同目标,并对交通情况实时成像,以实现雷达通信一体化。雷达接收机作为车载雷达的核心部件至关重要,但是仍然需要继续深入研究其他部件如混频器、低噪声放大器等。总体来说,24GHz车载雷达的高精确,小型化,低成本仍然是行业发展的目标。2 雷达系统原理与方案2.1工作原理毫米波雷达的工作体制主要有脉冲体制和调频连续波(FMCW)体制。调频连续波雷达其基本原理是首先产生一个频率连续变化的波,一小部分的波束信号被用作参考信号,另外一大部分波束信号被天线辐射出去。 发射信号在传播过程中假如遇到目标则局部反射,反射回来的信号被接收天线接收并与参考波束进行混频,从而产生一个差频信号, 后期的信号处理电路便可从中频信号中提取出目标的距离速度等讯息。调频连续波雷达系统框图如图 2-1 所示。图2-1调频连续波雷达系统框图脉冲雷达框图如图 2-2 所示,其测距时由于重复频率高会产生测距模糊,为了辨别模糊就需要对周期辐射的脉冲信号加上某些可以识别的标志,调频脉冲串就是一种方法。 脉冲频率调制(PFM)方法一般被用来测距, 脉冲频率调制(PFM)的调制信号频率随输入信号的幅值变化, 而占空比不变。 因为调制信号常常为频率变化的方波信号,所以 PFM 也称为方波 FM。图2-2 脉冲雷达框图2.2 FMCW体制2.2.1 调频连续波测距FMCW雷达系统的发射机产生连续高频等幅波,一般采用三角波进行调制,使其频率在时间上按照三角形规律变化。无线电波传播过程中遇到目标发生反射,接收天线接收到回波信号,在这段时间内,发射机的频率较回波频率己经发生变化,将发射机直接耦合的信号与接收天线接收到的目标回波通过接收机的混频器,输出差频信号,通过对差频信号的测量可以计算出目标的距离。图2-3 静止目标下三角波调制FMCW雷达工作原理目标距离R和中频信号频率fIF的关系式:R=cTm4ΔFfIF2.2.2调频连续波测速当反射回波来自运动目标时,相对速度造成了多普勒频移,使中频信号的频率相对于静止时有所升高或降低,包含了距离与速度的信息。图2-4 运动目标下三角波调制FMCW雷达工作原理设目标距离为R,相对径向速度为v的运动目标产生的多普勒频率为fd,设三角波上升沿和下降沿输出中频信号频率分别是fb+和fb-,λ0为发射信号波长可得:v=λ04(fb--fb+)其中:fb+=fIF-fdfb-=fIF+fd目标靠近时v的符号位正,目标远离时v的符号为负。2.2.3调频连续波测角扫频天线的测角原理如图2-5。天线的波束随着频率的变化摇头,当天线的波束指向被测物体,会产生一个功率大的反射波。通过计算,可以得到被测物体的角度。图2-5 天线测角原理2.3脉冲体制脉冲多普勒雷达是利用信号频域特性分辨和检测目标的脉冲雷达。目标和干扰物相对于雷达的径向速度不同,回波信号也有不同的多普勒频率。可用频域过滤的方法选出目标的多普勒频率谱线,滤除干扰杂波的谱线,使雷达从强杂波中分离和检测出目标信号[3]。两者优缺点比较如下:表2-1 FMCW体制与脉冲体制对比FMCW体制脉冲体制工作原理通过发射频率调制的连续波信号从回波信号提取目标距离和速度信息利用信号频域特性分辨和检测目标优点使用环合器、混合接头方法使发射机和接收机隔离时间分割方法共用天线可测量近至数米的距离收发距离高测量精确度较高距离分辨率高体制结构简单,调制方便体积小,重量轻缺点难以同时测量多个目标雷达信号发射之后收发开关的有限恢复时间使得近距离目标不能被检测收发之间隔离度较差距离分辨率与实际最大探测距离存在矛盾发射功率有限制发射机噪声影响接收机灵敏度综上,FMCW是在连续波雷达的基础上发展起来的,同时又具备了许多连续波和脉冲雷达所不具有的特点,一般汽车雷达系统倾向于采用结构简单,成本较低,适合做近距离探测的连续波雷达体制。2.4简单的射频系统方案这里以车载雷达系统方案为例,一般都会采用FMCW体制。图2-6 基本雷达系统框图 一个完整的雷达系统主要包括如图2-6的几个部分:发射机、接收机、信道与噪声等,对应实际中的微波组件即发射组件、接收组件、天线与射频源。3发射链路设计3.1 发射链路设计方案论文所设计的发射链路主要包括三个部分:压控振荡器、功率放大器、功率分配器。其中,压控振荡器通过调谐电压产生调频连续波信号,功率放大器把发射信号放大到所需要的功率范围,功率分配器将输出功率分为两路:一路作为本振信号输入混频器,另一路作为发射信号由天线发出。发射链路设计框图如图3-1所示。图3-1 发射链路框图3.2 压控振荡器的设计振荡器是将直流电源能量转化成交流能量的电路,为了在没有外部输入信号的情况下产生自我维持的输出振荡信号,振荡器自身需要有正反馈和足够的增益,用来克服反馈路径上的损耗,同时需要具备选频网络。影响振荡器性能的主要指标包括振荡频率、振荡幅度、线性度和相位噪声等。论文需要产生中心频率24.5GHz,带宽500MHz的调频信号,调制信号为频率1kHz的三角波信号。这里以Hittite公司生产的HMC739LP4E芯片为例,这是一款异质结双极晶体管单片微波集成电路,将谐振器、负阻元件、可变电容二极管一体化,具有很好的相位噪声性能。表3-1给出了芯片手册所提供的主要性能参数。表3-1 HMC739LP4E芯片主要参数(VCC=+5V,T=25℃)参数名称最小值典型值最大值单位频率范围23.8-26.8GHz输出功率314dBm100KHz处相位噪声-93dBc/Hz调谐电压113V工作电流160200220mA采用介电常数为2.55,厚度0.5mm的板材设计,对HMC739LP4测试板进行性能测试。图3-2所示为HMC739LP4E测试板实物图。图3-2 VCO测试板实物图VCO的线性度对FMCW汽车防撞雷达的系统精度具有很大的影响,一般的,在利用负阻振荡器等方法设计VCO时,都需要通过开环或闭环校正技术,对VCO进行线性度校正。对于HMC739LP4集成芯片,首先需要测试其线性度,通过调节Vtune输入引脚的电压,使输出信号的频率范围在24.25~24.75GHz,记录输出信号频率与调谐电压的关系,对VCO的线性度进行测试。表3-2 改变调谐电压对应输出频率关系Vtune(V)2.1122.1822.2422.3002.3812.450Freq(GHz)24.2524.3024.3524.4024.4524.50Vtune(V)2.5362.6002.6872.7502.847Freq(GHz)24.5524.6024.6524.7024.75利用Origin软件,做出输出信号频率与调谐电压的测试曲线,如图3-3所示。图3-3 VCO输出频率与调谐电压关系测试可以看出,在24.25-24.75GHz的500MHz带宽范围内,输出信号频率与调谐电压基本成线性关系,且调谐电压范围在2~3V之间。3.3 功率放大器的设计射频功率放大器位于发射机后端,作为发射机的关键模块,它用来放大射频信号以达到一定的输出功率要求,送给天线发射。在功率放大器的使用中,影响其性能的主要指标包括:输出功率、增益、输入输出反射系数、线性度等。论文中,根据混频器的需求,需要+15dBm的本振信号输入,考虑到功率分配器3dB等分,因此VCO输出至少要达到18dBm,而VCO实际输出实测只能达到9dBm,因此需要经过一级功率放大器。选取Hittite公司生产的HMC442LC3B型功率放大器,该款功放可用于17.5-25.5GHz频段,表3-3为该芯片在24.0-25.5GHz频带内主要性能参数。表3-3 HMC442LC3B主要性能参数参数名称最小值典型值最大值单位频率范围24.0-25.5GHz增益811dB输入反射系数5dB输出反射系数12dB输出1dB压缩点1922dBm三阶交调点26dBm工作电流84mA由上一节知道,VCO输出功率9dBm,通过功放后输出功率约为20dBm,在功放正常输出功率范围内,同时考虑到后级通过3dB功分器,因此进入混频器的本振信号功率约为17dBm,也满足混频器所需的15dBm本振信号的要求。因此,该款功放能够满足该课题的要求。 同样采用介电常数为2.55,厚度0.5mm的板材设计,对HMC442LC3B测试板进行性能测试,测试所需仪器包括:双路电源,信号源,频谱仪,矢量网络分析仪。图3-4为HMC442LC3B测试板实物图。图3-4 功放测试板实物图上电时,先上栅压,再上漏压,通过微调栅压,使得芯片的工作电流在84mA左右。然后利用矢量网络分析仪对功放的增益和输入输出反射系数进行测试。图3-5了S参数测试结果。可以看出,24.5GHz时增益7.2dB,输入反射系数-3.2dB,输出反射系数-15.3dB,500MHz带宽内增益平坦度约为1dB,与芯片手册提供的数据与小信号S参数仿真结果相比,增益及输入反射系数的测试性能有所下降。通过分析,考虑可能由以下几点原因导致:(1)在测试过程中,发现芯片的接地对性能起到重要的影响,尤其在高频情况下,一旦芯片的接地较差,很容易产生自激。(2)高频下很容易受到测试环境的辐射干扰,可以为测试板单独做一个封闭的盒子以减少辐射产生的影响。(3)输入输出微带线周围的地孔与传输线距离较近,形成共面波导,从而与设计时计算的线宽有差异,从而影响输入输出反射系数。图3-5 功放S参数测试结果设置信号源输出信号频率为24.5GHz,功率0dBm,通过功放在频谱仪上测试功放输出功率。通过逐步增加信号源输出信号功率,对功放的1dB压缩点进行测试。图3-6为功放1dB压缩点测试曲线。图3-6 功放1dB压缩点测试从测试结果可以看出,该功放输出功率1dB压缩点在22.5dBm左右,与芯片手册所提供的22dBm典型值吻合。3.4 功率分配器的设计功率分配器是用于功率分配的无源微波器件。在功率分配中,一个输入信号被功分器分成两个或多个较小的功率信号。常见的功率分配器有:T型结功率分配器和威尔金森功率分配器。其中T型结分配器又包括无耗分配器和电阻性分配器。无耗T型结功分器不能在全部端口匹配,且输出端口之间没有隔离:电阻性功分器虽然可以在全部端口匹配,但不是无耗的,且输出端口之间同样达不到隔离。威尔金森功分器的特点是:在输出端口都匹配时,仍具有无耗的有用特性,只耗散反射功率。论文采用3dB威尔金森功分器结构进行设计。采用介电常数2.55,厚度0.5mm的板材,首先在ADS LineCalc工具中计算出50欧匹配传输线的宽度和70.7欧四分之一波长微带线的长宽。然后利用HFSS对3dB威尔金森功分器进行建模,如图3—7所示。其中用于平衡两个输出端口,吸收反射功率的隔离电阻采用Lump RLC模型。通过微调传输线长度、四分之一波长微带线的间距、圆弧角度和隔离电阻的位置等参数,进行优化仿真,最终得到中心频率24.5GHz,带宽1GHz下的S参数仿真结果,如图3—8所示。图3-7 3dB威尔金森功率分配器的HFSS建模图3-8 3dB威尔金森功分器仿真结果从图3-8可以看出,中心频率24.5GHz时,功分器两路输出达到平衡,插入损耗小于0.6dB,输入反射系数约在-15dB左右,两路输出反射系数约为-12.5dB,端口2和端口3的隔离度大约-20dB。利用Agilent公司生产的E8363B型矢量网络分析仪对实物进行测试。图3—9给出了测试板的实物图。图3-9 3dB威尔金森功分器测试板实物图图3-10给出了3dB威尔金森功分器测试结果。图3-10 3dB威尔金森功分器测试结果与图3—8所示的仿真结果相比较,3dB威尔金森功分器实测性能在反射系数、隔离度、插入损耗等方面都差了一些。其中,输入反射系数只有-7dB左右,两个输出端口的反射系数均在-10dB以下,隔离度接近-20dB,插损约2.5dB,不平衡度在0.5dB左右。分析原因,一方面与设计本身有关系,另一方面可能受到测试环境和测试方法的影响:考虑到测试时输入1端口通过SMA接头连接,而输出2、3端口通过高频夹具连接,可能由于SMA接头在高频时的损耗和失配导致输入反射和插入损耗性能的恶化。4 接收组件设计4.1 雷达接收机雷达接收机的功能是经过放大器、滤波器、下变频器数字化回波信号,以最大限度的区分需要的回波信号和不需要的干扰。 雷达性能通常用所能检测到的给定散射界面目标的最大作用距离来表征。雷达方程的基本形式可表示为:Rmax4=PtGtGrλ2σT(4π)3Smin (4-1)其中,Rmax是最大探测距离;Pt是发射信号功率;Gt是发射天线增益;Gr是接收天线增益;λ为发射电磁能量的波长;σT为目标的雷达散射截面;Smin为接收机最小可检测的信号。24GHz车载雷达系统需要体积小成本低的接收机,目前的接收机种类主要有:超外差接收机、零中频接收机和数字中频接收机等等。超外差式接收机具有较高的灵敏度指标,但是其中频结构比较复杂;数字中频接收机则对A/D转换器的性能具有较高的要求;相对而言零中频接收机更加符合应用要求。 零中频接收机( Zero-IF architecture) 结构框图如图4.1所示。 该系统包括锁相环( Phase Locked Loop, PLL)、接收机信号强度指示器( Received Signal Strength Indicator, RSSI)和滤波器。 这种接收机的下变频不经过中频直接转化成两路相互正交( I/Q) 的基带信号。由于镜像干扰信号的功率电平等于或者小于所需的信号,且只有一个本振用于下变频, 所以该结构的镜像干扰问题较低,并且镜像干扰滤波器在集成芯片片内完成, 电路结构简单,用于24GHz车载雷达体系,易于接收机的小型化,其低成本、功耗小,具有显著优势。图 4-1 零中频接收机系统框图但是零中频接收机不可避免的存在一些问题。首先,本振信号与载波信号相同,寄生的本振信号会从接收机泄漏到天线,这会干扰其他同样频率的接收机,即通常所说的本振泄露;其次,偶数阶形变会进入基带并且不可被抵消,即有偶次失真干扰;最后,接近直流信号的来自有源设备的闪烁噪声接近直流信号,这会恶化信噪比,即存在直流偏差。这些问题在设计零中频接收机中都需要加以考虑,通常采用加大射频端口间的隔离度、采用差分结构等等加以解决,使其适应工作需要。4.2 雷达接收组件主要技术参数4.2.1 噪声噪声系数是接收机输入与输出信噪比的比值,其表达式为:Fo=Si/NiSo/No (4-2)其中,Si为输入额定信号的功率;Ni为输入额定噪声的功率( Ni=kT0Bn, Bn 为接收机的噪声带宽); Si为输出额定信号的功率;Ni为输出额定噪声的功率。噪声系数表征接收机内的噪声状况,有确定的物理含义:它表示因为接收机内部噪声的影响, 接收机输出端的信噪比相对于输入端的信噪比变差的倍数。当F0=1 时达到最小噪声,即接收机内部没有噪声,显然这是理想状况。噪声系数只适用于接收机检波部分以前的部分,此部分电路为线性电路或准线性电路。接收机通常由多级有源电路组成,这就需要考虑多个单元级联的情况,如图4.2 所示。图 4.2 噪声级联n 级电路级联是接收机的总噪声系数为: F0=F1+F2-1G1+F3-1G1G2+…+Fn-1G1G2…Gn-1 (4-3)式中,Fn指第 n 级的噪声系数,Gn指 n 级的放大增益。由上式可知,各级的噪声系数小,额定增益高便能保证系统具有低的总噪声系数。各级内部的噪声对总噪声的影响并不相同, 主要取决于最前面几级,这使得低噪放在接收电路中具有很大的作用,通常采用高增益的低噪放并保证低噪放前级的无源电路插损尽量小。4.2.2 灵敏度接收机的灵敏度表征其接收信号的能力,接收机有越高的灵敏度,它便能够接收到越弱的信号,同样决定了雷达作用距离越远。接收信号的强度通常用功率来衡量,接收机的灵敏度用其能够辨别的最小信号的功率 Smin 来表示,如果信号功率值小于此值,表示信号不能被检测出来。通过式( 4-3) 可推得Si=NiFo(So/No) (4-4)式中,Ni=kT0Bn为接收机输入端的额定噪声功率,进一步可知:Si=kT0BnFo(So/No) (4-5)为保证雷达虚警率满足条件,通常需要接收机的中频输出的信噪比满足相应的要求,可检测的最小输入功率对应中频输出的信噪比的关系为:Si min=kT0BnFo(So/No)min (4-6)(So/No)min可以用M表示,即通常所说的“识别系数”,灵敏度又可以写为:Si min=kT0BnFoM (4-7)M=1 时的灵敏度被称为“临界灵敏度”,方便比较噪声系数 F0 与带宽 Bn对灵敏度的影响,此时式( 4-7) 可表示为:Si min=kT0BnFo (4-8)将kT0的值代入上式,便可得到近似的计算公式:Si mindBmW=-114dB+10lgBnMHz+10lgF0 (4-9)接收机的灵敏度主要受到噪声电平的限制,想要提高灵敏度就需要减小噪声电平。首先, 是外部的干扰(噪声),因为许多雷达的接收机前端都含有低噪放,这就突出了在接收机输入端噪声大小的重要,这个噪音电平决定于天线的噪声温度及其有效的噪声增益或损失。其次, 是接收机内部的噪声,主要由接收机的电阻、谐振回路等有损耗的元件产生的热噪声以及电子管晶体管等有源器件产生的各种噪声组成。减小这类噪声需要对中频放大器进行匹配滤波以取得最大的输出信噪比,还需要选取高增益的低噪放。4.2.3 增益与动态范围增益为接收机对信号回波的放大能力,可以表示为:G=SoSi (4-10)由上可知增益是输出信号功率与输入信号功率的比值。接收机通常会按照系统指标的规定确定其增益大小。动态范围代表了接收机将接收信号按预期处理的信号强度范围,通常认为本底噪声为动态范围最低值,而动态范围的最大值由理想响应的允许误差以及信号类型决定。现代雷达系统越来越依靠紧跟着数字信号处理的线性接收机,它提供了较高灵活性和近乎理想的信号检测参数。以前的各种限制和对数接收机方法被用来执行各种信号处理功能,这种接收机必须定义一个相对于理想的非线性响应来说可以允许的误差输出范围。包括具有增益形式在内接收机的必须区分瞬时动态范围和总动态范围的区别, 总动态范围实现增益控制后的瞬时动态范围变化结果。无杂散动态范围( Spurious Free Dynamic Range, SFDR)无杂散动态范围是信号的最大电平与接收机内部产生的最大杂散信号电平的比值, 通常用分贝(dB)表示。 这个参数是由多种因素决定的,包括混频器互调, A/ D转换器的性能和许多其他的路径影响, 导致不必要的信号被耦合进接收机信号。互调失真( Intermodulation Distortion, IMD)互调失真是一个非线性的过程, 来源于输入基本信号频率的线性组合。二阶和三阶互调是最常见,所以需要接受双音的接收机指标中通常特地的标明二阶和三阶的交调截点。 这个交调截点的理想选择为交调产物与输入基本信号能量相等的点。4.2.4 信号带宽瞬时带宽是指元器件可以高准确性的同时处理两个或两个以上的信号的频率范围。当瞬时带宽这一术语被用作雷达接收机参数, 它指的便是出现在接收机系统里的射频滤波器、中频滤波器、视频滤波器和数字滤波器等等的带宽参数。当雷达接收机采用拉伸方式的信号处理时,射频处理带宽明显大于中频带宽。因此, 瞬时带宽这一术语让人很困惑, 所以通过使用射频带宽, 本振线性调频带宽和中频带宽这些术语以区分不同的带宽。 调谐范围是指一个元器件无需采取任何措施就能够正常工作的频带。 调谐通常是指适应本地振荡器频率和射频滤波器的指标,在此基础上的调谐带宽通常被称为雷达的操作带宽。 现代雷达中,信号波形的时间-带宽积往往大于1,此时接收机的带宽需要与限号的频谱范围相匹配。4.3 车载雷达接收组件设计与测试4.3.1 接收机形式选择与指标设定由4.1节中的介绍可知,零中频接收机镜像干扰问题较低,并且镜像干扰滤波器在集成芯片片内完成,电路结构简单,用于24GHz车载雷达体系,易于接收机的小型化,其低成本、功耗小,具有显著优势。所以计划采用此种类型的接收机系统。由雷达原理可知,接收机指标的设定与雷达方程有关,由式(4-1),可以推得接收机灵敏度:Smin=PtGtGrλ2σT(4π)3Rmax4 SmindBm=PtdBm+GtdB+GrdB+20lgλ+10lgσT- 30lg4π-40lgRmax=-76.976(dBm) (4-11)式(4-11)的计算结果说明接收机的灵敏度小于-76.976dBm 时,发射的信号才能被检测出来。将车载雷达的指标要求设定如下:工作频率: 24GHz~24.5GHz;基带信号带宽: 1MHz;灵敏度: -90dBm4.3.2 器件选择依据指标要求和发射组件形式,选择了 ums(united monolithic semiconductors)公司的 CHR2421-QEG 芯片。CHR2421-QEG 芯片是 K 波段的单片集成双通道的接收机芯片,其组成框图如图 4.3 所示,封装如图 4.4 所示。图 4-3 CHR2421-QEG 组成框图CHR2421-QEG芯片包括低噪放和可以产生从直流到 1MHz基带信号的混频器,这些器件都集成的,适用于传感器和宽带微波毫米波系统。芯片通过 pHEMT 工艺制成,24管脚,并采用无铅封装。其基本工作频率为 23.75GHz~24.5GHz,典型输出功率为15dBm,本振输入信号为 0~8dBm,在1MHz带宽时噪声系数为7dB,22dB 线性增益,5V 供电。 其中射频输入端为几级低噪放级联的放大电路,然后为混频器,用以与本振信号产生基带信号。其中前级的放大电路是由多级低噪放模块级联而来,如图 4.5 所示,其噪声系数参数如图 4.6 所示。由图可知,室温下 22GHz~26GHz 频率范围内其噪声系数都在 2.5dB 以下, 增益如图 4.7 所示为 26dB 左右,由公式(4-9)可知,噪声系数越小,同样带宽的接收机的灵敏度越高,这个噪声系数足以满足指标要求。图 4-4 低噪放级联框图图 4-5 前级低噪放噪声性能 图 4-6 低噪放增益接收芯片中含有混频器所以转换增益 Gc 是一个重要参数,转换增益 Gc 随着温度和频率变化的关系如图 4.8所示。可见在同一温度条件下较宽的频带内转换增益 Gc 的值是一个变化不大的值,室温 25C 下在 22dB 左右。图 4-7 转换增益 Gc 随温度变化CHR2421-QEG 芯片管脚分布如图 4.9 所示,俯视芯片圆圈处即1管脚,管脚排布按照俯视图的逆时针顺序排列,直至24管脚,中心处为25管脚。图 4-9 管脚分布4.3.3 设计与仿真由于接收系统需要用到发射组件的一路射频信号作为本振信号进行混频,所以这里没有给出单独的测试板,而只针对其结构作出仿真预算。在 ADS 中建立如图 4.10 所示的模型, 仿真其中一条射频链路。 模型中的各元件参数按照芯片给定的指标进行设定,其中前级低噪放的噪声系数为 2.5dBm,增益为 26dB,混频器变频增益为 22dB, 基带信号滤波器带宽为 1M,设射频端输入功率为-90dBm。图 4-10 接收系统仿真计算所得的结果如图 4.11所示。由图可知系统噪声大约为 5.6dB,按照公式(4-9)计算可知:Si mindBmW=-114dB+10lgBnMHz+NF=-108.4(dBmW) (4-12)小于式(4-11)中雷达方程计算的结果,所以此系统的灵敏度是符合设计要求的。 基带信号滤波与放大不包含在 CHR2421-QEG 芯片中,实际测试时只测量到混频器的输出端,由计算结果可知在输入-90dBm 时,混频器输出端的功率大约在-38dBm,此计算结果可用来与实际测试值进行比较。(a) 接收机链路仿真结果(b) 接收机系统仿真结果图 4-11 接收机链路仿真结果5 24GHz天线的设计5.1天线的选择车载移动天线的总体要求具有宽的工作频带、大的波束宽度,同时保证结构简单、重量轻,以满足体积小易于与伺服系统集成等要求。总体说来车载毫米波防撞雷达天线具有以下几点要求:(1) 具有好的方向性。给驾驶员提供足够的驾驶信息,避免碰撞擦伤等事故。(2) 由于车体平行于地面,所以一般车载天线采用垂直极化或圆极化。(3) 作为车载雷达天线,需要低俯仰角高增益,越大的增益往往意味着同等发射功率的情况下雷达的作用距离越远,所以高增益与低副瓣仍然是必要的设计目标。(4) 体积小、容易制造、易于和T/R组件结合也是车载天线的必要要求。一般情况下车身上没有足够大的位置可以随便布局,另外制造成本也是民用车载雷达发展必须考虑的问题。5.2微带天线理论5.2.1微带天线微带天线是由一块厚度远小于波长的介质板(称为介质基片)和用印刷电路或微波集成技术覆盖在它的两面上的金属片构成的,其中完全覆盖介质板一片称为接地板,而尺寸可以和波长相比拟的另一片称为辐射元,辐射元的形状可以是方形、矩形、圆形和椭圆形等等。微带天线的馈电方式分为两种,一种是侧面馈电,即馈电网络与辐射元刻制在同一表面;另一种是底馈,即以同轴线的外导体直接与接地板相接,内导体穿过接地板和介质基片与辐射元相接。图5-1 微带天线微带天线的主要特点有:体积小、重量轻、低剖面,因此容易做到与高速飞行器共形,且电性能多样化,尤其是容易和有源器件、微波电路集成为统一组件,因而适合大规模生产。在现在通信中,微带天线广泛地应用与100MHz到50GHz的频率范围。5.2.2微带阵列天线微带天线单元的增益一般只有6-8dBm。微带阵列天线的产生解决了大增益及方向性的要求,微带阵列通常有多个微带辐射单元组成,组阵方式通常分为线阵与面阵两类。微带辐射元的方向图可由等效磁流元的辐射场获得。微带辐射元的辐射能够等效成二元缝阵的辐射,缝上有均匀的等效磁流。图5-2 微带辐射元微带辐射元的辐射场可表示为:Eθ=AcosφcosK0L2sinθcosφ∙F1(θ,φ)∙F2(θ,φ)其中F1θ,φ=sin⁡(K0W2sinθsinφ)K0W2sinθsinφF2θ,φ=sin⁡(K0h2sinθsinφ)K0h2sinθsinφA=j2VWλre-jk0r,r’为微带中心到长点距离。Eφ=AcosθsinφcosK0L2sinθcosφ∙F1(θ,φ)∙F
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